На главную

Расчет полевого транзистора при работе на индуктивную нагрузку.

 

В статье предлагается  вариант расчета полевого транзистора с изолированным затвором при работе на индуктивную нагрузку в ключевом режиме. Формулы взяты из разных источников (например, здесь и здесь), и применены к реальной разработке. Скажу одно, что по этим формулам я считал, схема работает (на данный момент их жужжит 250 штук, за два года 5 случаев пробоя транзисторов, причина отказа в двух случаях однозначно внешняя - короткое замыкание по выходу , в остальных  неизвестна - может, броски напряжения в сети, брак компонентов и т.п. ).  Короче, рассказываю свой конкретный опыт, и в нем возможны ошибки, которые себя в данном случае не проявили.

 

При работе транзистора на индуктивную нагрузку к статическим потерям (потерям проводимости) добавляются потери динамические. Они могут вносить весьма весомую добавку, а при неправильном выборе параметров элементов могут стать и основными.

Динамические потери транзистора включают себя потери при включении и потери при выключении транзистора. Основная причина их возникновения заключается в наличии емкости между затвором и стоком Сзи, которая не позволяет транзистору мгновенно перейти из открытого состояния в закрытое и обратно и удерживающая его некоторое время в линейном режиме.

При открывании транзистора , в случае, если индуктивность шунтирована диодом (индуктивность сбрасывает ток самоиндукции через диод в шину питания, и на момент открытия транзистора диод еще находится в проводящем состоянии), добавляются потери на закрытие диода. На этот интервал времени (пусть и очень короткий) можно забыть, что диод - элемент с односторонней проводимостью, и, пока не рассосутся  носители заряда в pn структуре, падение напряжения на нем будет небольшое (1-5В), все остальное придется на чересчур шустро открывающийся полевик, иначе говоря, транзистор открывается в режиме короткого замыкания. Это явление характерно для мостовых схем преобразователей и для прямоходовых DC/DC преобразователей (в этом случае ток обратного восстановления диода прикладывается к транзистору через коэффициент преобразования трансформатора)

            Для примера предлагаю  полумостовой AC/DC преобразователь выходной мощностью 1.2кВт (60В, 20А), питающийся от сети 220В 50Гц. Частота преобразования 34кГц. Качал эту мощность транс на сердечнике Ш20х28 М2000 (с трансформатором оптимальности достичь не удалось - за пол часа работы обмотка разогревалась до 120ºC в закрытом невентилируемом корпусе и собиралась греться дальше, но, по счастливому совпадению, заканчивалось  время рабочего цикла)

 

            Прежде всего, необходимо определиться с транзистором. Напряжение известно, осталось вычислить ток. КПД преобразователя перед разработкой принял за 90%, отсюда

Рвх=Рвых/η

Итак, потребляемая от сети мощность:     Pвх=1200/0.9= 1333 Вт

В данном случае схема полумостовая и к первичной обмотке трансформатора приложено половина напряжения питания. Напряжение питания примем равным 285В (среднее значение пилообразного сглаженного выпрямленного сетевого напряжения, расчет этого напряжения описан здесь). Итак, средний ток через первичную обмотку должен быть:

               Iw1(ср)=Рвх/(Uсс/2)=1333/(285/2)=9.4 А

Каждый из транзисторов  при максимальной нагрузке работает по пол-периода, поэтому средний ток через один транзистор будет:

Ivt(ср)=  Iw1(ср)/2=4.7А

По этому параметру подбираем транзистор. У полевых транзисторов есть одна отличительная способность- сопротивление канала сильно зависит от температуры кристалла, и при температуре кристалла около 120 градусов оно раза в два больше, чем при 25. Поэтому подбирать транзистор нужно по допустимому току при температуре корпуса 100 градусов. Например, International Rectifier всегда дает максимальный ток при температуре корпуса 25 и 100 градусов. Обычно использую импортную элементную базу, а в силовой технике исторически предпочитаю International Rectifier. Взял транзистор IRFP31N50L (положа лапу на сердце, первоначально использовал  IRF360, тот тоже подходит, но тепловые потери у него значительно больше, а у меня каждый ватт на счету). Далее все расчеты провожу для максимальной возможной температуры кристалла 150ºC. (А дальше - чем ниже температуру кристалла смогу обеспечить теплоотводом, тем больше запас надежности)

Параметры IRFP31N50L:

Uси=500В

 Iс(100ºC)=20А

Rси(25ºC)=0.15Ом

Rси(150ºC)= 0.15*2.5=0.375Ом  (коэффициент см. в графике №4)

Далее рассчитываем статические потери транзистора:

Рст=Iэфф²*Rси(150ºC)

где Iэфф - эффективный ток за время импульса

Для расчета Iэфф нужно знать временные параметры и форму тока. Для приведенной схемы ток имеет форму трапеции. Наклон и значение начального тока зависят от параметров трансформатора и выходного дросселя. Как это рассчитать, не знаю, а я просто собрал схему и осциллографом снял форму тока. По замерам получилось: Начальный ток Iо=10А, конечный Iмакс=14А, длительность импульса (для одного транзистора) tи=13 мкс, период Т=29мкс

Для трапеции

Iкэ(эфф)= √((Iо² + Iо*Iмакс + Iмакс²)*(t(имп)/T)/3) =

= ((10²+10*14+14²)*13/29/3)= 8.1A

тогда

Рст=8.1²*0.375= 24.2 Вт

 

 (Для сравнения, при температуре кристалла  25ºC , что обычно приводится на первом листе datasheet, получилось бы

Рст=8.1²*0.15=9.8Вт,

оно, конечно, замечательно, но чтобы обеспечить такую температуру, к транзистору придется прикрутить кусочек Антарктиды)

                            

Для расчета динамических потерь использовал формулу

Pвкл/выкл=((UsxId/2)xQg/Ig)xF,

где Us - изменение напряжения на стоке транзистора

Id - ток стока, в момент переключения

Qg - полный заряд затвора

Ig - ток управления затвором

F -частота коммутации

UsxId/2 представляет собой среднюю импульсную мощность (исходя из предположения, что изменение напряжения имеет линейный характер, а ток за счет индуктивности нагрузки не меняется) за время переключения,  Qg/Ig -время переключения, т.е., время, за которое ток управления  перезарядит полную емкость затвора.

ток управления затвором для конкретной схемы находится по формуле

 Ig =(Uупр-Ugs(th))/Rg,

где Uупр - напряжение схемы управления затвором (высокого уровня для включения и низкого уровня для выключения), Ugs(th) - напряжение, соответствующее заряду емкости Миллера (я бы взял просто напряжение порога открывания транзистора, хоть это не одно и то же и для малых затворных сопротивлений может дать приличную погрешность), Rg - сопротивление затворного резистора, куда должен войти и выходной импеданс схемы управления.

Итак, для включения в качестве Us беру половину напряжения питания 142.5В (полумостовая схема), в качестве Id 12А, а Ig принимаю 2А (максимальный выходной ток драйвера IR2113, который я использовал - сопротивление моих затворных резисторов столь мало, что главную роль играет выходной импеданс драйвера, поэтому Ig не рассчитываю). Полный заряд затвора 210нКл

Pвкл=(142.5*10/2*210*10-9/2)*39*103=2.9 Вт

Для выключения Us=285В, Id=16А, откуда

Pвыкл=(285*14/2*210*10-9/2)*39*103=8.1 Вт

Суммарно потери переключения равны:

Pдин=Pвкл+Pвыкл = 2.9+8.1=11 Вт

В случае жесткого переключения сюда должны добавиться и потери восстановления оппозитного диода. (В моем случае это выпрямительный диод вторичной обмотки трансформатора, стоит диод Шоттки, скорость переключения его велика, и потерями я пренебрег, может быть, и зря)

Итак, полная мощность потерь составляет:

 Pсумм= Pст+Pдин = 24.2+11= 35.2 Вт

Рассчитываем, предельную допустимую температуру корпуса транзистора.

  Для IRFP31N50L Rt(кр-к) составляет  0.26 °С/Вт

Базовая формула для расчета:

      Ткр=Тср+Рсумм*( Rt(кр-к)+ Rt(к-рад)+ Rt(рад-ср))  

где      Тср – температура окружающей среды.

Рсумм – суммарная мощность, выделяемая на транзисторе

            Rt(кр-к) – тепловое сопротивление кристалл-корпус (в нашем случае пересчитанное на скважность и длительность).

            Rt(к-рад) - тепловое сопротивление корпус-радиатор (это тепловое сопротивление, например, эластичной теплопроводящей прокладки)

            Rt(рад-ср) - тепловое сопротивление радиатор-среда (обычно, воздух)

 

                        Находим предельно допустимую температуру корпуса транзистора:

 

Tкорп=Ткр - Рсумм* Rt(кр-к) = 150-35.2*0.26 = 140 °С

 

Материал теплопроводящей прокладки и тип радиатора, исходя из формулы ,  необходимо выбирать такой, чтобы температура корпуса не превышала рассчитанной, а еще лучше взять запас не  менее 20°С

                       

 В заключение скажу, что было на практике. Замерить мощность потерь - дело не простое, но по разогреву радиатора предположу, что расчеты близки к реальности. Температурную защиту в преобразователе обеспечивал контроллер, считывающий показания температуры с термодатчика, прижатого к пластиковому корпусу одного из транзисторов (где маркировка). Порог защиты - 110 °С,и, полагаю, что температура металлической поверхности (к которой крепится сам кристалл), на момент срабатывания защиты должна быть градусов на 10  выше, т.е., как минимум, 120 °С.  Конечно, в таких условиях любая кратковременная перегрузка привела бы к взрыву, но в моем случае ток по выходу так же отслеживался и ограничивался контроллером, и перегрузки были исключены.